多径传播

什么是多径传播？电波在从发射端到接收端的传播过程中，并非只沿着一条直线路径（直射波）传播。它会通过不同的路径，如被地面、建筑物、山体、甚至移动的车辆反射、散射，最终这些不同路径的信号会同时到达接收天线。

关键后果：干涉，这些通过不同路径到达的信号，由于走过的距离不同，因此它们的相位也不同。当相位相同的波叠加时，信号会增强（建设性干涉）；当相位相反的波叠加时，信号会减弱甚至抵消（破坏性干涉）。

移动时信号的周期性变化

MC1-0709：即便是在辽阔的平原或广袤的戈壁,我们所收本地 VHF/UHF 信号的强度也会伴随设备的移动面发生周期性的变化。主要原因是:来自直射和地面反射等多个路径的无线电波相互干涉，相消或相长(多径效应)

• 现象：在开阔地带移动时，UHF/VHF信号强度发生周期性起伏。
• 原因：这是多径传播最直接的体现。直射波和地面反射波是两条最主要的路径。当你移动时，你相对于这两条路径的终点位置在改变，导致两条路径的波程差在不断变化。
  1. 波程差为半波长的偶数倍时，信号同相叠加，出现信号峰值。
  2. 波程差为半波长的奇数倍时，信号反相抵消，出现信号谷值。
• 考察知识点：
  1. 多径传播的基本原理。
  2. 电磁波的干涉现象（建设性干涉与破坏性干涉）。
  3. 波长、距离与相位差的关系

移动几步或微调频率无法改善通信

MC1-0710：在 VHF/UHF 频段通联时的一个现象,如果远方电台给出的信号报告很差，则仅需移动几步或将工作频率改变数十千赫就可能显著改善通信效果。这是因为:多径传播。经不同路径达到天线的电波存在相位和幅度差异，相互干涉，相消或相长

• 现象：信号很差时，小范围移动或微小频率变化无效。
• 原因：
  • 移动几步无效：UHF/VHF的波长较短（例如，VHF 2米波，UHF 0.5米波）。移动几步（如1-2米）的距离变化，相对于巨大的传播路径差来说，引起的相位变化微乎其微，无法使你从一个深度的信号衰落点（谷值）移动到信号峰值点。要跳出这个“衰落谷”，通常需要移动半个波长以上的距离，这在通信中是不现实的。
  • 改变几千赫兹无效：在严重的多径衰落下，信道的频率响应是不平坦的，会在某些频率点产生很深的衰落。几千赫兹的偏移量，相对于UHF/VHF本身很高的中心频率（例如400MHz）来说，比例太小，不足以从一个衰落点跳到正常的频率点。这种在频域上出现的深衰落现象被称为频率选择性衰落。
• 考察知识点：
  • 空间选择性衰落：信号强度随接收位置变化。
  • 频率选择性衰落：信号强度随工作频率变化。
  • 相干带宽：一个信道在频率上可以视为“平坦”的宽度。如果信号带宽大于相干带宽，就会发生失真。

多径传播对数据通信的影响

MC1-0711：多径传播对 UHF 或 VHF 波段数据通信的影响是:可能使误码率上升

• 现象：影响UHF/VHF数据通信。
• 原因：多径效应不仅仅是信号强弱的变化。不同路径的信号到达时间有先后，即存在时延扩展。
  • 对于数字信号，前一个符号的“尾巴”（通过较长路径来的）可能会干扰到后一个符号，造成码间串扰，导致误码率升高。
  • 在高速数据通信中，这个问题尤为严重。
• 考察知识点：
  • 时延扩展。
  • 码间串扰。
  • 信道衰落对数字信号误码率的影响。

ATV通信中图像边缘的重影

MC2-0712使用VSB方式进行ATV通信时，即使信号相对较强，有时所收图像的边缘也有重影这是因为:
多径传播,来自不同路径的信号到达接收天线的时延不同，造成重影，发射天线的VSWR过高.如果信号在馈线中多次往返于发射机和天线，会造成重影

1. 空间域：你移动时，信号强度在变化 -> 空间选择性衰落。
2. 频率域：你改变频率时，信号强度在变化 -> 频率选择性衰落。
3. 时间域：
   • 对数字信号：导致码间串扰。
   • 对模拟电视信号：导致图像重影。

电波传播路径上的大气折射率分布

当大气折射率发生异常变化时，会弯曲电波的传播路径，使其能够传播到远超光学视距的地方。

决定超短波视距传播的极限距离主要因素是什么？

MC1-0713：决定超短波视距传播距离极限的主要因素是:发射天线和接收天线距地面的相对高度

• 标准理论（光学视距）： 由于VHF/UHF（甚高频/特高频）波段的电波主要以直线方式传播，而地球表面是弯曲的，所以从A点发射的电波，在越过B点的地平线后就会一直向上，无法到达更远的C点。这就构成了一个“视距”传播的极限。
• 计算公式简化版： D(km) ≈ 4.12 x(H_t(m)^1/2+H_r(m)^1/2)
  • D：最大视距（公里）
  • Ht：发射天线高度（米）
  • Hr：接收天线高度（米）
  • 例如，双方天线都在10米高，理论视距约为 4.12 * (√10 + √10) ≈ 26公里。
• 核心要点： 这是在标准大气条件下的理想模型。一旦大气条件发生变化，这个模型就会被打破。

大气折射与“地球等效半径”

MC1-0714:有时，相隔数百千米的业余电台可以实现VHF/UHF超视距直接联络.可能的原因是:信号的传播路径中出现了大气波导现象,(这是理解所有超视距现象的关键。)

• 基本原理： 电波在真空中以直线传播，但在大气中，会因为空气的折射率（主要由温度、气压和湿度决定）而发生弯曲。
• 标准大气折射： 在正常情况下，对流层的温度随高度增加而降低，气压和湿度也随高度增加而降低。这种垂直分布使得大气的折射率随高度增加而减小，导致电波传播路径向地面方向轻微弯曲。这相当于把电波的直线路径“扳弯”了一点，使其能跟随地球的曲率传播到更远的地方。为了简化计算，我们引入“地球等效半径”的概念——即想象地球的半径变大了（通常放大4/3倍），这样电波就可以在这个“更大的地球”上做直线传播，其效果与实际大气折射一致。
• 异常折射： 当大气的垂直结构出现异常时，就会产生超折射，导致电波路径被更剧烈地弯向地面，从而实现超视距传播。

各种超视距现象的解释

相隔数百千米的VHF/UHF联络 & 500km超视距信号

MC1-0718,有时,VHF/UHF 业余波段中可能出现远达500千米的“超视距传播”信号。这与下列种现象密切相关?对流层散射(这通常与对流层波导传播 和对流层散射传播 有关)

• 对流层波导传播：
• 原因： 这是最典型的超折射现象。当在大气中形成蒸发波导或表面波导时，就会发生。
• 导致波导的大气条件（您问题的关键）：
  1. 大气逆温： 这是最主要的原因。正常情况下温度随高度降低，但在某些情况下（如晴朗夜晚的辐射冷却、暖空气平流到冷海面/地面之上），会出现温度随高度增加的层结，这个层就是“逆温层”。
  2. 湿度骤降： 在逆温层顶部，湿度随高度急剧减小。
• “波导”的形成： 逆温层和湿度骤降的共同作用，导致该层大气中的折射率随高度急剧减小。这使得从下方以一个小角度入射的电波，会在该层和下垫面（海面或地面）之间像在波导管中一样，被反复反射前进，能量衰减极慢，从而传播到数百甚至上千公里之外。这完美解释了渔业波段接收上千公里信号的现象。
• 发生场景： 在高压脊控制下的稳定天气，特别是在海上和夏季大陆性气候区的晴朗夜晚和清晨，非常常见。
• 对流层散射传播： 对流层中并非均匀介质，存在大量的湍流、旋涡和不均匀体。电波遇到这些不均匀体会发生散射，其中一小部分能量会散射到接收点。这是一种稳定的、但信号较弱的超视距传播方式，通信距离通常在200-600公里。

6米或2米波段收到上千千米外的信号

MC1-0715,有时，我们可以有时，我们可以在6米或2米业余波段中收到上千千米外的“超视距传播”信号。这与下列哪种现象密切相关?突发E层的传播(这通常与电离层现象有关，特别是突发E层传播。)

• 突发E层：
  • 原因： 在离地面约100公里高的电离层E层中，有时会突然出现一片金属离子（源于流星燃烧）高度密集的区域，其电子密度极高。
  • 传播机制： 这片高密度电离区域像一面“虚拟的镜子”，能够反射通常会穿透电离层的VHF电波（尤其是50MHz左右的6米波段，有时甚至能影响到2米波段）。
  • 特点： 信号强，传播距离远（通常1000-2500公里），但具有突发性和不稳定性，常在夏季出现。

如果您收到了一个上千千米外的VHF信号，最可能的原因是什么？

MC1-0717:如果你收到了一个上千千米外的 VHF 信号，最可能的原因是:信号经电离层的突发E层反射而来

根据频段和距离，最可能的原因有优先级：

1. 对于2米（144MHz）及更高频率： 几乎可以肯定是对流层波导传播，尤其是在沿海地区或特定天气形势下。
2. 对于6米（50MHz）： 突发E层传播的可能性最大，尤其是在夏季。当然，强的对流层波导也有可能。

核心：大气（对流层/电离层）结构异常导致的异常传播机制。

这些现象可以清晰地分为两大类：

1. 对流层机制 – 由低层大气的温度、湿度、压力分布异常引起。
   • 正常折射： 标准视距传播。
   • 超折射： 延伸通信距离。
   • 波导传播： 超折射的极端情况，形成“大气管道”，实现数百至上千公里的VHF/UHF通信。（解释渔业波段、数百公里联络）
   • 对流层散射： 由大气湍流引起，提供~500公里的相对稳定弱信号链路。
2. 电离层机制 – 由高层大气的电离密度异常引起。
   • 突发E层： 金属离子云形成的高效反射镜，专门用于VHF低频段（如6米），实现上千公里的突发、强信号通信。

MC1-0819:自制业余无线电发射设备为何需连接假负载?在设备检测前，发射机天线端口连接假负载的核心目的是模拟真实天线的阻抗特性，避免未校准的发射信号直接辐射到空间，具体原因包括:

1. 防止电磁干扰（EMI）：未检测的发射机可能存在频率偏移、杂散辐射等问题，直接通过天线辐射会干扰其他合法无线电业务（如民航、通信、广播等），违反无线电管理法规。
2. 保护发射机：天线端口若开路或阻抗不匹配（如未接天线时），会导致发射机输出端产生反射功率（驻波比过高），可能烧毁功率放大器（PA）等关键部件。假负载通常为50Ω（或设备标称阻抗）的纯电阻负载，能完全吸收发射机输出的射频功率，避免反射。
3. 满足检测条件：检测机构需要测量发射机的输出功率、频率误差、杂散抑制等指标，假负载可确保所有输出功率被可控吸收，便于精确测试。

MC1-0820:无线电发射器中调制器的作用?调制器是发射机的核心模块，其作用是将低频基带信号（如语音、数据、图像）加载到高频载波上，使信号具备远距离传输的能力。具体功能包括：

• 频率变换：基带信号频率低（如音频20Hz-20kHz），无法通过天线有效辐射（天线尺寸需与波长匹配）。调制器将基带信号“搭载”到高频载波（如业余无线电常用的1.8MHz-144MHz），使其适合天线辐射。
• 信号复用：通过调制（如调频、调幅、数字调制），不同用户的信号可在同一频段内区分（如不同频率或调制方式的信号共存）。
• 抗干扰优化：选择合适的调制方式（如FM抗噪声优于AM）可提升信号抗干扰能力。

MC1-0822:接收机解调器的作用?解调器是接收机的核心模块，其作用是从已调制的高频信号中提取原始基带信号，完成“解码”过程。具体功能包括：

• 载波同步与信息恢复：接收的高频信号是载波与基带信号叠加的结果，解调器需通过锁相环（PLL）等技术锁定载波频率和相位，再从中分离出基带信号（如语音的音频信号、数据的数字比特流）。
• 噪声抑制：通过滤波、均衡等技术降低传输过程中引入的噪声和失真，尽可能还原原始信号。

MC1-0823:选用解调器的主要考虑因素:解调器的选择需结合系统需求，核心因素包括：

1. 调制方式匹配：不同调制对应不同解调方案（如AM用包络检波/同步检波，FM用鉴频器，SSB用同步检波，数字调制用相干解调/非相干解调）。
2. 带宽与动态范围：解调器需覆盖目标信号的带宽（如FM信号带宽约200kHz），同时具备足够动态范围以应对强干扰或大信号输入。
3. 噪声性能：解调器的信噪比（SNR）决定了接收灵敏度，例如FM解调器的门限效应需低于实际噪声水平。
4. 线性度与失真：非线性失真会导致信号畸变（如AM解调的负峰切割失真），需选择线性度高的器件。
5. 成本与复杂度：同步检波（如SSB）需本地载波源，成本高于包络检波（AM）；数字解调需DSP处理，复杂度更高。

1. 无线电发射与接收系统架构：发射机（调制器、功率放大、阻抗匹配）与接收机（低噪声放大、解调器）的功能模块。
2. 调制与解调技术：调制的目的（频谱搬移）、常见调制方式（AM/FM/SSB/数字调制）及对应解调原理。
3. 射频测试与电磁兼容（EMC）：假负载在测试中的作用（避免干扰、保护设备、满足检测条件）。
4. 设备检测与合规性：业余无线电设备需通过检测确保符合频率、功率、杂散等技术指

亚音频静噪系统 CTCSS

亚音频静噪系统 CTCSS（Continuous Tone-Coded Squelch System） 所用的声调频率范围通常为 67 Hz 至 254 Hz，具体如下：

1. 标准频率范围
   • 核心区间：CTCSS 信号频率范围被定义为 67.0 Hz 至 254.1 Hz，属于低于人类语音能量集中区（300 Hz–3 kHz）的亚音频段。
   • 频点间隔：标准 CTCSS 系统包含 50 个固定频点，相邻频点间隔为 2–3 Hz（例如 67.0 Hz、69.3 Hz、71.9 Hz……254.1 Hz），以避免相邻频点间的串扰。
2. 技术特性
   • 人耳不可感知：由于频率低于 200 Hz（部分频点接近 300 Hz），这些信号无法被人类直接听到，但接收设备可通过滤波器检测并响应。
   • 抗干扰能力：通过叠加低频编码信号，CTCSS 可有效过滤同频干扰和背景噪声，仅允许携带匹配编码的信号通过静噪电路。
3. 应用场景
   • 中继台控制：中继台通过检测特定 CTCSS 频率（如 88.5 Hz）决定是否转发信号，防止非法占用。
   • 组群隔离：不同用户组使用不同亚音频编码（如 100 Hz 和 123 Hz），实现同频段内多组独立通信。
4. 与其他技术的对比
   • DCS（数字亚音频）：DCS 使用 23 位 Golay 码 调制数字信号，频率范围更高（约 134–206 Hz），但 CTCSS 因兼容性更广，仍是主流选择。

通带矩形系数（或通带形状系数）

MC1-0825:对于比较考究的接收机，其说明书中常常列出一项“通带矩形系数”或“通带形状系数指标，是用来描述:带通滤波器频率特性曲线两侧斜坡的陡峭程度

通带矩形系数（Rectangular Coefficient of Passband），又称带宽形状系数，是衡量接收机通带频率响应特性的关键指标。其定义为矩形系数 = 通带60dB带宽 / 通带6dB带宽

其中：

• 6dB带宽：接收机通带内信号幅度下降至峰值6dB时的频率范围（通常对应主信号的有效接收带宽）。
• 60dB带宽：通带内信号幅度下降至峰值60dB时的频率范围（反映接收机对强干扰信号的抑制能力）。

该指标的核心意义是描述通带内频率响应的“平坦度”和阻带衰减的“陡峭度”：

• 矩形系数越接近1，通带形状越接近理想矩形（带内波动小，阻带衰减陡峭），选择性越好；
• 矩形系数越大，通带“拖尾”越明显（带内波动大，阻带衰减缓慢），选择性越差。

两台接收机的指标分析与结论

MC1-0826:根据说明书给出的技术指标，两台业余无线电接收机在USB方式下选择带宽为2.7kHz的滤波器时具有不同的“通带矩形系数”.接收机A的“60dB 带宽对6dB 带宽的矩形系数为3.8，接收机B的为5.由此可得出结论:A 机对邻近频道丅扰的抑制能力比 B机强

• 接收机A：矩形系数 = 3.8 → 60dB带宽 = 3.8 × 2.7kHz ≈ 10.26kHz
• 接收机B：矩形系数 = 5 → 60dB带宽 = 5 × 2.7kHz = 13.5kHz

1. 结论1：接收机A的选择性更优
   • 矩形系数越小，说明从6dB到60dB的衰减过程中，带宽扩展越少，阻带衰减更陡峭。接收机A的60dB带宽（10.26kHz）显著小于接收机B（13.5kHz），意味着其对带外干扰信号的抑制能力更强，能更有效地滤除邻近信道或强干扰信号。
2. 结论2：接收机A的通带形状更接近理想矩形,接收机A的通带频率响应更平坦（带内波动小），而接收机B的通带“拖尾”更明显（带内可能存在更多波动）。这一差异会影响实际接收效果：
   • 对于窄带信号（如单边带信号），接收机A能更精准地保留有用信号，减少失真；
   • 对于带外强干扰（如相邻信道的强信号），接收机A的抑制能力更强，通话质量更稳定。
3. 结论3：接收机B的抗干扰能力较弱
   • 由于接收机B的60dB带宽更宽，其对带外干扰的衰减更慢，容易让更多干扰信号进入解调电路，导致背景噪声增加或有用信号失真（尤其在强干扰环境中）。
4. 总结:通带矩形系数是衡量接收机选择性的核心指标。在此案例中，接收机A的矩形系数更小（3.8 < 5），表明其通带形状更接近矩形，对带外干扰的抑制能力更强，选择性更优；接收机B则因矩形系数较大，通带“拖尾”明显，抗干扰能力较弱。这一差异在实际通信中直接影响接收质量，尤其在多信号或强干扰环境下更为显著。

接收机前置放大器的主要作用

MC1-0827:接收机前置放大器的主要作用是:降低接收机内部噪声的影响

接收机前置放大器（通常称为低噪声放大器，LNA）位于接收机最前端，紧邻天线接口，其核心作用可归纳为以下几点：

1. 放大微弱射频信号：天线接收的射频信号极其微弱（通常为微伏级甚至纳伏级），前置放大器的首要任务是将这些信号放大到后续电路（如混频器、中频放大器）可有效处理的水平，弥补信号在传输过程中的损耗（如同轴电缆衰减、连接器损耗等）。
2. 降低系统整体噪声：根据噪声系数级联公式，前置级的噪声对整个接收机系统的噪声贡献最大。因此，前置放大器通常采用低噪声器件（如场效应管或专用低噪声晶体管）设计，尽可能减小自身产生的噪声，以提升接收机的灵敏度。
3. 阻抗匹配与信号隔离：前置放大器提供高输入阻抗（通常与天线阻抗匹配，如50Ω），减少信号在天线与接收机之间的反射损耗；同时作为缓冲级，隔离后续电路对天线端的负载效应，避免信号衰减。

FM话音通联时，不能单凭接收器声音大小准确判断信号强度

MC1-0828:在FM话音通联中，仅通过接收端声音的大小判断对方信号强弱并不可靠，主要原因如下：(不能。鉴频器所解调的声音，其大小仅取决于中频信号的频偏，与中频信号的幅度无关况且，中频信号在进入鉴频器之前早已被限幅电路切齐，已无法鉴别强弱)

1. FM的自动增益控制（AGC）作用：现代接收机普遍集成AGC电路，其核心功能是通过反馈调节前端放大器和中频放大器的增益，使输出音频电平保持稳定。即使输入信号强度在一定范围内变化（未超出AGC动态范围），输出声音的大小也不会显著波动。因此，声音大小可能被AGC“归一化”，无法直接反映输入信号的强弱。
2. FM的门限效应：FM解调存在“门限效应”——当输入信噪比（信号功率与噪声功率之比）高于门限值（通常为10dB左右）时，输出信噪比随输入信噪比增加而缓慢改善，声音质量稳定；但当输入信噪比低于门限时，输出信噪比会急剧恶化（噪声爆发式增长），此时声音会从清晰变为模糊或充满噪声。然而，在门限以上时，声音大小并不会因信号增强而明显变大，仅质量可能略有提升（如背景噪声更小），因此无法通过声音大小区分“强信号”与“刚好过门限的信号”。
3. 话音信号的动态特性：发信方的话音本身具有动态范围（如轻声说话与大声喊叫），其调制深度的变化会直接导致接收端声音大小的变化，这与接收信号的强度无关。例如，对方降低音量时，接收端声音可能变小，但实际信号强度并未减弱。
4. 非线性失真的影响：若信号过强（超出接收机线性范围），可能导致前端放大器或混频器饱和，产生削波失真，此时声音可能出现畸变（如沙哑、破音），但这种“声音变化”是失真的结果，而非信号强度的正常反映。

结论:接收机前置放大器的核心是低噪声放大与阻抗匹配，提升灵敏度；而在FM话音通联中，由于AGC、门限效应、话音动态及非线性失真等因素，接收端声音大小无法准确反映对方信号的实际强度，需结合其他指标（如背景噪声水平、失真程度或接收机显示的信号强度指示（RSSI））综合判断。

WFM与NFM

WFM（宽带调频）和NFM（窄带调频）是调频（FM）信号的两种不同调制方式，主要区别在于频偏（频率偏移范围）和带宽占用：

1. WFM（Wideband FM）
   • 频偏范围：通常为±75 kHz（如FM广播），部分场景可达±50 kHz（如电视伴音）。
   • 带宽：占用约200 kHz带宽（广播标准），可容纳更宽的音频频谱（如20 Hz~15 kHz人耳可辨范围），音质更接近高保真。
   • 应用：主要用于广播、电视伴音等对音质要求高的场景。
2. NFM（Narrowband FM）
   • 频偏范围：通常为±2.5 kHz~±5 kHz（如业余无线电语音通信）。
   • 带宽：占用约12.5 kHz~25 kHz带宽，通过压缩频偏提升频谱利用率，适合语音通信。
   • 应用：对讲机、业余无线电等需要节省频谱资源的场景。

不同接收模式下的信号表现

1. 用NFM模式接收WFM信号,现象：
   • 非线性失真：WFM信号的频偏远超NFM接收机的解调范围，导致高频部分被截断，音频出现断续、失真（如人声尖锐或模糊）。
   • 灵敏度下降：NFM接收机对窄带信号更敏感，但WFM信号带宽过宽，部分频谱可能落在接收机滤波器外，导致信噪比降低。
   • 示例：用NFM接收FM广播时，背景音乐的高频部分（如镲片声）可能丢失，人声也可能因频偏过大而失真。
2. 用WFM模式接收NFM信号,现象：
   • 音量较小：WFM接收机的自动增益控制（AGC）可能因信号带宽不足而无法充分放大，导致输出音量偏低。
   • 灵敏度优化：WFM接收机对宽带信号更敏感，可捕捉到NFM信号的全部频谱，但可能因噪声带宽增加导致信噪比无明显改善。
   • 示例：用WFM接收对讲机信号时，语音清晰度尚可，但背景噪声可能更明显（因接收机带宽更宽）。

核心原因与技术原理

1. 滤波器匹配问题
   • 接收机的带通滤波器（BPF）根据调制方式设计：
     • NFM接收机的滤波器带宽较窄（如12.5 kHz），无法完整通过WFM信号（250 kHz），导致信号截断。
     • WFM接收机的滤波器带宽较宽（如200 kHz），可接收NFM信号，但会引入更多带外噪声。
2. 解调器特性
   • 鉴频器（FM解调器）对频偏敏感：
     • NFM解调器设计用于小频偏（±2.5 kHz），无法处理WFM的大频偏（±75 kHz），导致解调信号失真。
     • WFM解调器可处理大频偏，但对小频偏信号的增益可能不足，导致音量降低。
3. 噪声与信噪比（SNR）
   • NFM接收机因带宽窄，噪声功率较低，但截断WFM信号会引入带外噪声，反而降低SNR。
   • WFM接收机带宽宽，噪声功率较高，但接收NFM信号时可能因信号带宽不足导致有效信噪比未显著提升。

实际应用中的权衡

• 频谱效率：NFM通过窄带宽支持更多信道，适合业余无线电等频谱资源紧张的场景。
• 音质需求：WFM牺牲频谱效率换取高保真，适合广播等对音质要求高的场景。
• 兼容性：两种模式需通过设备设置匹配，跨模式接收需权衡失真与灵敏度。

总结:

• NFM接收WFM：失真显著，音质下降，但可勉强接收。
• WFM接收NFM：音量偏小，但语音可懂度较高。
• 本质差异：频偏与带宽设计导致解调能力不兼容，需根据场景选择调制方式。

调频接收机

调频接收机在无信号时输出的“沙沙声”

调频接收机在无信号时输出的“沙沙声”本质上是接收机的本底噪声（底噪），是接收机内部电子热运动、外部电磁干扰及信号解调过程共同作用的结果。以下从噪声来源、形成机制及影响因素三方面详细解析：

噪声的核心来源

调频接收机的本底噪声主要由内部噪声和外部噪声两部分叠加而成：

1. 内部噪声（接收机自身产生）
   • 热噪声（约翰逊噪声）：所有电阻元件（如天线匹配电阻、放大器输入电阻、中频滤波器等）因电子热运动（温度高于绝对零度）会产生随机电压波动，称为热噪声。其功率谱密度与温度和带宽成正比（公式： V_n^2 = 4kTRB ，其中 k 为玻尔兹曼常数， T 为温度， R 为电阻， B 为带宽）。热噪声是接收机内部最主要的噪声源，尤其在低频段（如FM的88-108MHz）占主导地位。
   • 散粒噪声：由半导体器件（如晶体管、二极管）中载流子（电子/空穴）随机渡越PN结引起的噪声，常见于有源器件（如低噪声放大器LNA、混频器）。其强度与器件工作电流相关，通常小于热噪声，但在高增益级中不可忽略。
   • 闪烁噪声（1/f噪声）：多发生在半导体器件低频区（如音频放大级），噪声功率随频率升高而降低（与 f^{-1} 相关）。FM接收机的中频（如10.7MHz）和高频段受此影响较小，但在音频输出端可能叠加为“嗡嗡”声。
2. 外部噪声（空间电磁辐射）
   • 大气噪声：自然界雷电活动、电离层扰动等会产生宽频电磁辐射（主要集中在10kHz-1GHz），其中FM频段（88-108MHz）可能耦合部分大气噪声，表现为随时间变化的“噼啪声”。
   • 宇宙噪声：银河系射电源（如脉冲星、超新星遗迹）辐射的电磁波在FM频段较弱，但在高纬度地区或无人工干扰的环境中可能成为次要噪声源。
   • 人为干扰：工业设备（如电机、变频器）、通信系统（如手机基站、Wi-Fi）、家用电器（如微波炉、荧光灯）等产生的电磁辐射，通过天线或接收机电路耦合进入系统，表现为持续或间歇性的“沙沙声”或“蜂鸣声”。

调频解调后噪声的“沙沙”特性

调频（FM）的解调过程会将输入噪声转换为音频噪声，其特性与调频的带宽和解调方式密切相关

1. 噪声带宽与功率：调频信号的带宽较宽（约200kHz），接收机的中频滤波器（如10.7MHz窄带滤波器）虽会限制带宽，但仍远大于AM（约10kHz）。根据噪声功率公式 P_n = kTB ，带宽 B 越大，噪声功率越高。因此，FM接收机的本底噪声功率显著高于AM，表现为更明显的“沙沙声”。
2. 限幅器与鉴频器的影响：FM接收机通常包含限幅器（消除幅度噪声）和鉴频器（将频率偏移转换为音频电压）。无信号时，输入噪声的频率偏移被限幅器抑制，但剩余的相位噪声经鉴频后会转换为音频噪声。由于FM对相位噪声敏感，这部分噪声会被进一步放大，形成连续的沙沙声。

噪声强度的影响因素

本底噪声的大小可通过噪声系数（NF）量化，定义为接收机输入信噪比与输出信噪比的比值（单位：dB）。噪声系数越小，接收机自身引入的噪声越少。具体影响因素包括：

• 接收机设计：低噪声放大器（LNA）的使用可降低前端热噪声；高选择性滤波器（如声表面波滤波器SAW）可减少带外干扰；优质电源（低纹波）可抑制电源噪声耦合。
• 环境条件：城市环境中人为电磁干扰更密集，噪声更强；偏远地区或山区以自然噪声为主，噪声相对均匀。
• 天线类型：宽带天线（如随机线天线）易接收更多外部噪声；定向天线（如八木天线）可抑制非指向方向的干扰，降低底噪。

总结

调频接收机无信号时的“沙沙声”是内部热噪声、外部电磁干扰及调频解调特性共同作用的结果。其本质是接收机无法完全消除的本底噪声，反映了设备的噪声性能和环境干扰水平。通过优化接收机设计（如低噪声放大、高选择性滤波）或改善接收环境（如使用定向天线、远离干扰源），可降低但无法完全消除这种噪声。

协调FM信号的电路：FM解调（鉴频）电路

“协调FM信号”通常指从已调制的FM信号中提取原始音频信息的过程，即FM解调（鉴频）。实现这一功能的电路称为鉴频器，常见类型及原理如下：

1. 斜率鉴频器（Slope Discriminator）
   • 原理：利用谐振回路（如LC并联谐振器）的幅频特性斜率将频率变化转换为幅度变化。FM信号的频率偏移会导致其幅度随谐振曲线的斜率变化，再通过包络检波器（如二极管检波）提取幅度变化，还原原始音频。
   • 缺点：谐振曲线斜率较缓，鉴频灵敏度低，易受噪声影响，现已较少使用。
2. 相位鉴频器（Phase Discriminator)
   • 原理：通过两个耦合回路（如初级和次级LC回路）将FM信号的频率变化转换为相位差变化，再通过鉴相器（如二极管平衡鉴相器）将相位差转换为幅度变化，最终解调出音频。
   • 优势：鉴频灵敏度更高，线性度更好，早期广泛用于收音机和电视机。
3. 正交鉴频器（Quadrature Discriminator，相干鉴频器）
   • 原理：将FM信号分为两路——一路直接输入，另一路通过90°移相网络（如RC或LC移相器），再通过乘法器（混频器）相乘。频率偏移会导致两路信号的相位差变化，乘法器输出与相位差成正比的电压，经低通滤波后还原音频。
   • 优势：频响宽、失真小，是现代FM接收机（如对讲机、车载音响）的主流方案。
4. 数字鉴频器（基于DSP）
   • 原理：通过模数转换器（ADC）将FM信号数字化，利用数字信号处理（DSP）算法（如过零检测、傅里叶变换）计算频率变化，再还原音频。
   • 优势：抗干扰能力强，可通过软件灵活调整参数，常见于数字对讲机和软件无线电（SDR）设备。

检波器解调AM信号

检波器能够解调AM（幅度调制）信号的核心原因在于，AM信号的幅度变化直接承载了原始调制信息（如音频），而检波器的设计恰好能提取这种幅度变化的“包络”，从而还原出原始信号。以下从AM信号的特性、检波器的工作原理及关键机制展开说明：

AM信号的本质：幅度调制与包络

AM（Amplitude Modulation）是幅度调制，其原理是用低频调制信号（如音频，频率范围20Hz~20kHz）去控制高频载波（如中波广播的535~1605kHz）的幅度。数学上，AM信号可表示为：s(t)=A_c[1+k_am(t)]cos(w_ct)

• 其中：A_c 是载波振幅；
• k_a 是调制系数；
• m(t) 是原始调制信号（如音频）；
• w_ct是载波角频率。

AM信号的关键特征是其包络线（即信号幅度随时间变化的轮廓）与原始调制信号 m(t) 完全一致（当 k_a <= 1 时，无过调制）。例如，音频信号的正半周会使载波振幅增大，负半周则减小，因此AM信号的“包络”直接复制了音频波形。

检波器的工作原理：提取包络

检波器（Detector）的核心任务是从AM信号中提取这个包络线（即原始调制信号）。最常见的检波器是包络检波器（Envelope Detector），其工作原理可分为两步：

整流（非线性处理）:包络检波器通常由二极管（如1N60）实现。二极管具有单向导电性，仅允许AM信号的正半周通过（或负半周，取决于二极管极性）。此时，输出信号变为脉动直流，其幅度随AM信号的包络变化，但仍保留高频载波成分。滤波（平滑包络）:整流后的脉动直流信号通过一个低通滤波器（如电阻-电容（RC）网络）。低通滤波器的作用是滤除高频载波成分（如中波载波的535kHz），仅保留缓慢变化的包络（即原始音频的低频成分）。最终输出的即为还原的音频信号。

为什么包络检波器能精准提取AM信号？

AM信号的包络与原始调制信号严格同步（无过调制时），这是包络检波器有效的前提。具体机制如下：

1. 幅度调制的信息载体：AM的设计本质是将信息“刻”在载波的幅度上，因此解调时只需跟踪幅度变化即可。包络检波器直接提取幅度变化的轮廓，无需处理复杂的频率或相位变化。
2. 二极管的整流特性：二极管对AM信号的正向导通（或反向截止）相当于“跟随”载波的幅度变化，将高频振荡转换为脉动的直流，其峰值始终跟随AM信号的包络。
3. 低通滤波的平滑作用：RC网络的截止频率远低于载波频率（如设置为20kHz，匹配音频上限），因此能高效滤除高频载波，仅保留包络的低频成分（即原始音频）。

对比：为何包络检波器不适用于FM？

FM（频率调制）的信息承载于载波的频率变化，而非幅度变化。此时，AM检波器（包络检波器）无法提取有效信息，因为FM信号的幅度是恒定的（理想情况下），其包络是一条直线，检波器输出为直流，无法还原音频。因此，FM必须使用鉴频器（检测频率变化）而非检波器。

总结

检波器能解调AM信号的根本原因是：AM信号的幅度变化（包络）直接对应原始调制信息，而包络检波器通过二极管整流和低通滤波，精准提取了这一包络，从而还原出原始信号。这一过程利用了AM调制的本质特性（信息在幅度）与检波器的非线性+滤波功能的高度匹配

检波与鉴频的定义及区别

检波（Detection）:

• 定义：从已调制信号中提取原始调制信息的过程，本质是解调的一种。
• 应用场景：主要用于AM信号解调。AM信号的幅度变化直接对应原始信息（如音频），因此检波器（如二极管包络检波器）通过提取载波的包络（幅度变化）还原音频。
• 广义扩展：也可指其他调制方式的解调（如FM的鉴频有时被广义称为“检波”），但严格意义上检波特指幅度调制的解调。

鉴频（Frequency Discrimination）:

• 定义：针对FM信号的解调过程，将载波的频率变化转换为幅度变化，再通过包络检波还原原始信息。
• 核心逻辑：FM信号的频率偏移（Δf）对应原始音频的幅度（如Δf越大，音频音量越高）。鉴频器通过检测频率变化（如利用相位差、谐振斜率或数字算法），将其转换为幅度信号，最终解调出音频。

关键区别:

维度	检波（AM）	鉴频（FM）
调制对象	幅度（AM）	频率（FM）
解调目标	提取幅度变化（包络）	提取频率变化并转换为幅度
典型电路	二极管包络检波器、同步检波器	斜率鉴频器、相位鉴频器、正交鉴频器

总结:

• FM解调电路：通过鉴频器（如正交鉴频器）将频率变化转换为音频信号。
• 限幅器抑制AM：消除幅度波动，保留FM的频率调制成分。
• 检波vs鉴频：检波是广义解调，特指AM的幅度解调；鉴频是FM特有的频率解调。

收发信机AGC功能详解

AGC的核心功能与作用

AGC（Automatic Gain Control，自动增益控制）是收发信机中用于动态调节接收链路增益的关键技术，其核心目标是在输入信号强度剧烈波动时，保持输出信号幅度的稳定。具体功能包括：

1. 抑制信号过载：当输入信号过强时（如近距离基站信号），防止前端放大器（LNA）饱和失真。
2. 提升弱信号接收：在信号微弱时（如远距离通信），自动增大增益以补偿噪声，避免信号被淹没。
3. 动态范围扩展：通过增益调节，将接收机动态范围从单级放大器的有限范围（如40dB）扩展至百dB级（如AD936x芯片支持90dB动态范围）。

AGC系统组成与工作原理

AGC系统由检测模块、控制环路、增益调节模块三部分构成，典型架构如下：

1. 检测模块
   • 检波器：将射频信号转换为直流或低频信号，常用类型包括：
     • 包络检波器（适用于AM信号）：通过二极管峰值检测提取幅度信息。
     • 真有效值检波器（RMS）：精确反映信号功率，适用于复杂调制信号（如QAM）
     • 阈值设置：通过寄存器配置过载阈值（如AD936x的LMT过载检测器分大/小阈值）。
2. 控制环路
   • 低通滤波器：消除高频噪声，平滑检测信号（典型截止频率1-100Hz）。
   • 误差计算：比较检测信号与参考电平（如0dBFS），生成控制电压
3. 增益调节模块
   • 可变增益放大器（VGA）：通过模拟衰减器（VVA）或数字增益步进（DSA）调节增益。
   • 数字控制：在FPGA中实现增益表（Gain Table），通过SPI接口调整增益索引值。

AGC的关键技术参数

1. 动态范围
   • 输入动态范围：AGC启动前可接收的信号强度范围（如AD936x为-63.5dBFS~0dBFS）。
   • 输出动态范围：调节后输出信号的稳定范围（通常要求波动<±1dB）
2. 响应时间
   • 攻击时间（Attack Time）：从信号超阈值到增益开始下降的时间（典型值10-100μs）。
   • 释放时间（Release Time）：信号回落后增益恢复的时间（典型值100-500μs）。
   • 延迟策略：通过“增量时间”（如AD936x的20ms）避免弱信号误触发增益调整。
3. 增益控制模式
   • 快速攻击（Fast Attack）：用于突发信号（如TDD系统），快速抑制瞬时过载。
   • 慢速攻击（Slow Attack）：适用于连续信号（如FDD系统），平滑调节避免失真。

AGC在收发信机中的典型应用场景

1. 接收链路保护
   • LNA过载防护：当输入信号超过LNA线性范围时，AGC通过降低增益避免混频器/滤波器失真。
   • ADC输入保护：防止ADC因信号过强导致量化溢出（如AD936x的ADC过载检测器）。
2. 信噪比优化
   • 弱信号增强：在噪声基底上提升有效信号幅度，改善误码率（BER）。
   • 自动灵敏度调整：根据环境噪声动态调节接收灵敏度（如卫星通信中的雨衰补偿）。
3. 多径衰落抑制
   • 自适应增益补偿：在移动通信中，通过快速AGC抵消多径效应引起的信号起伏。

AGC设计挑战与解决方案

1. 反调制问题
   • 现象：调制信号（如AM）的幅度变化被AGC误判为干扰，导致失真。
   • 解决方案：采用延迟AGC（如设置10dB阈值滞后），分离有用信号与干扰。
2. 温度漂移
   • 影响：器件参数随温度变化导致增益控制偏差。
   • 解决方案：使用温度补偿算法（如基于ADC RSSI的闭环校准）
3. 功耗优化
   • 矛盾：高精度AGC需复杂电路（如多级滤波），增加功耗。
   • 解决方案：采用数字AGC（如AD936x的FPGA控制），降低模拟电路复杂度。

典型AGC实现案例（以AD936x为例）

1. . 硬件架构
   • LMT检测器：模拟峰值检测前端信号，设置大/小过载阈值（如16mV~800mV）。
   • ADC过载检测：通过Σ-Δ调制器监测数字域过载，触发快速衰减。
2. 软件控制
   • 增益表模式：支持全表（单指针控制LNA/VGA）与分割表（独立控制LMT/LPF）。
   • 状态机逻辑：根据过载标志位调整增益索引，优先处理大信号事件。

AGC性能评估指标

指标	定义	典型值
增益控制范围	最大增益与最小增益差值	60-90dB
增益步长精度	单步增益调节误差	±0.5dB
稳定时间	从触发到增益稳定所需时间	<100ms
信噪比恶化	AGC引入的额外噪声功率	<1dB

总结

AGC是收发信机中实现动态信号平衡的核心技术，通过检测-控制-调节的闭环机制，保障系统在复杂电磁环境下的稳定运行。其设计需综合考虑动态范围、响应速度、功耗及抗干扰能力，并针对具体应用场景（如5G基站、卫星通信）优化算法与硬件架构。

超外差式收信机

DC4收音机中的“DC”含义（MC1-0837）

在收音机领域，DC通常指直接变频（Direct Conversion）或数字控制（Digital Control），但结合“DC4”这一型号，更可能是指直接变频接收技术（Direct Conversion Receiver）。其核心特点是将射频信号直接下变频至基带（零中频），省去传统超外差架构中的中频处理环节。DC4可能代表该收音机采用直接变频技术，并具备四级（4-stage）信号处理链路。

混频器在收发机中的核心作用（MC1-0838）

混频器是无线通信系统的核心器件，主要功能包括：

1. 频率转换：
   • 接收机：将高频射频信号（RF）与本振信号（LO）下变频为较低的中频信号（IF），便于后续放大和解调（如FM广播接收机将100MHz信号下变频至10.7MHz）。
   • 发射机：将基带信号或中频信号与本振信号上变频为高频射频信号（如将10kHz基带信号上变频至900MHz）。
2. 频谱搬移：通过非线性混频实现信号频谱的线性平移，保持调制信息不变。
3. 抑制干扰：通过选择合适的中频频率，结合滤波器抑制镜像干扰和邻道干扰。

超外差式收发机中混频器的上变频与下变频（MC1-0839）

1. 下变频（Downconversion）：
   • 输入：射频信号（RF）与本振信号（LO）。
   • 输出：中频信号（IF = |LO – RF|）。
   • 应用：接收机中将高频信号降频至中频（如FM收音机将98MHz信号下变频至10.7MHz）。
2. 上变频（Upconversion）：
   • 输入：基带信号或中频信号（IF）与本振信号（LO）。
   • 输出：射频信号（RF = LO + IF）。
   • 应用：发射机中将基带信号升频至射频（如将10kHz语音信号上变频至900MHz）。

中频滤波器带宽控制与干扰抑制分类（MC1-0840）

中频滤波器通过调节带宽抑制以下干扰：

1. 镜像干扰：与有用信号对称分布于本振两侧的干扰（如本振为100MHz时，镜像为200MHz）。
2. 邻道干扰：相邻频段的信号泄漏（如98.5MHz信号干扰98.0MHz接收）。
3. 带外干扰：超出通带的高频噪声（如工业设备辐射的杂散信号）。分类依据：干扰频率与有用信号的关系（镜像对称性、邻道邻近性、带外范围）。

抑制镜像频率干扰的关键部件(MC1-0841)

镜像抑制滤波器（Image-Rejection Filter, IR Filter）是核心部件，其作用包括：

1. 硬件抑制：
   • 双平衡混频器：通过正交本振信号（相差90°）抵消镜像分量，典型应用如GPS接收机。
   • 预选滤波器：在混频前端设置带通滤波器（如SAW滤波器），抑制带外镜像信号（如卫星通信中采用4MHz带宽滤波器实现47.8dB抑制比）。
2. 软件抑制：
   • 数字下变频（DDC）：通过FPGA实现多相滤波器组，优化过渡带陡度。
   • 自适应算法：实时校正I/Q支路失配，提升镜像抑制比（如实验中通过算法将IRR提升至40dB以上）

总结

• DC4收音机：可能指直接变频技术，省去中频环节。
• 混频器作用：频率转换与频谱搬移，支撑接收/发射链路核心功能。
• 上/下变频：接收机降频、发射机升频，适应不同频段处理需求。
• 中频滤波器：通过带宽调节抑制镜像、邻道及带外干扰。
• 镜像抑制：依赖IR滤波器或正交混频技术，结合硬件与算法优化实现高效干扰消除。

超外差接收机中镜像干扰频率的计算

一、镜像干扰的核心原理

超外差接收机通过混频器将射频信号（RF）下变频为中频信号（IF），公式为：|f_LO-f_RF|=f_IF,其中 f_LO是本振频率， f_RF 是接收频率，f_IF 是中频。像干扰是指：存在另一个频率 f_IM，它与f_LO的关系满足 |f_LO – f_IM| = f_IF ，因此也会被混频到同一中频 f_IF ，干扰接收,镜像频率 f_IM 与目标频率f_RF 关于本振频率 f_LO 对称，即： f_IM = 2f_LO– f_RF

二、具体计算步骤

已知 f_RF和 f_IF ，需先确定 f_LO，再计算 f_IM 。通常超外差接收机采用 低中频设计（f_LO>f_RF 或f_LO< f_RF），这里以 f_LO = f_RF –f_IF （本振低于接收频率）为例：

• 计算本振频率：f_LO = f_RF – f_IF
• 计算镜像频率： f_IM = 2f_LO – f_RF = 2(f_RF –f_IF) – f_RF = f_RF – 2f_IF

三、题目示例计算

MC1-0842：超外差式收信机所收信号的频率要比本振频率低(或高)一个中频。然而，比本振频率高(或低)一个中频的另一个遥相对应的信号也可能经混频窜人中频通道，形成“镜像频率干扰”或“镜频干扰”.如果某对讲机的技术规格书给出的VHF 接收机第一中频为 45.05MHZ那么在 145.00MHz 收到的镜频干扰可能来自:235.10MHz或 54.90MHZ

• 已知：f_IF = 45.05MHZ， f_RF= 145.00MHZ
• 计算本振： f_LO = 145.00 – 45.05 = 99.95MHz
• 镜像频率： f_IM = 2 x99.95 – 145.00 = 54.9MHz
• 结论：145.00MHz接收时的镜像干扰来自54.9MHz。

MC1-0843:超外差式收信机所收信号的频率要比本振频率低(或高)一个中频。然而，比本振频率高(或低)一个中频的另一个相对应的信号也可能经混频人中频通道，形成“镜像频率干扰”或“镜频干扰”.如果某对讲机的技术规格书给出 NFM 方式时的第一中频为47.25MHz,那么在 145.00MHz收到的镜频丁扰可能来自:239.50MHz 或 50.50MHZ

• 已知： f_IF = 47.25MHz ， f_RF = 145.00MHz
• 计算本振： f_LO = 145.00 – 47.25 = 97.75MHz
• 镜像频率：f_IM = 2 x97.75 – 145.00 = 50.5MHz
• 结论：145.00MHz接收时的镜像干扰来自50.5MHz。

MC1-0845：超外差式收信机所收信号的频率要比本振频率低(或高)一个中频。然而，比本振频率高(或低)一个中频的另一个相对应的信号也可能经混频窜入中频通道，形成“镜像频率干扰”或“镜频千扰”.如果某对讲机的技术规格书给出的UHF接收机第一中频为58.525MHZ那么在 435.00MHz 收到的镜频干扰可能来自:317.95MHz 或 552.05MHz

• 已知：f_IF= 58.525MHz， f_RF = 435.00MHz
• 计算本振： f_LO= 435.00 – 58.525 = 376.475MHz
• 镜像频率： f_IM = 2 x376.475 – 435.00 = 317.95MHz
• 结论：435.00MHz接收时的镜像干扰来自317.95MHz。

四、扩展：若本振高于接收频率（ f_LO = f_RF +f_IF ）

此时镜像频率计算为：f_IM = 2(f_RF + f_IF) – f_RF= f_RF + 2f_IF

例如，若HF接收机 f_IF = 45.05MHz，f_RF = 145.00MHz ，且 f_LO = 145.00 + 45.05 = 190.05MHz ，则： f_IM = 145.00 + 2 x45.05 = 235.1MHz

总结

镜像干扰频率的计算公式为：f_IM = f_RF +-2f_IF具体符号取决于本振频率是高于还是低于接收频率（通常取负号，即 f_IM=( f_RF – 2f_IF ）。通过此公式可快速计算任意接收频率下的镜像干扰来源。

业余无线电发射机的效率

业余无线电发射机的效率定义

业余无线电发射机的效率通常指其输出的射频信号功率（有用功率）与输入的总直流功率（或电源提供的总功率）的比值，常用百分比表示。公式可表示为：效率= 射频输出功率(P_RF)/直流输入功率(P_DC)x100%,例如，若发射机消耗100W直流功率，输出50W射频功率，则效率为50%。

效率低于100%时的能量损耗去向

发射机效率无法达到100%，主要是因为输入的直流功率中大部分未被转化为有用的射频功率，而是以其他形式耗散或损失。主要损耗途径包括：

1. . 功率放大器（功放）的损耗
   • 功放是发射机的核心，负责将小信号放大到射频功率。但功放中的晶体管（如BJT、MOSFET）并非理想器件：导通损耗：晶体管导通时，其内部电阻（如Rds(on)）会导致电压降，产生焦耳热。开关损耗（针对开关类功放，如D类）：晶体管在开关过程中，电压与电流存在重叠期，导致瞬时功率损耗。线性功放的额外损耗：业余发射机常用AB类线性功放（需兼顾线性度和效率），其静态工作点较高，即使无信号输入也有电流流过，导致静态功耗。功放通常是效率最低的环节，典型AB类功放效率仅约30%-60%，是总效率的主要限制因素。
2. 匹配网络的损耗
   • 发射机输出需通过匹配网络（如LC网络、巴伦）将功放输出阻抗（通常50Ω）匹配到天线阻抗，以最大化功率传输。但匹配网络中的电阻、电感、电容会引入损耗：高频下电感的趋肤效应和电容的介质损耗会增加电阻性耗散,匹配网络的Q值（品质因数）越低，损耗越大。
3. 电源转换损耗
   • 发射机电源（如AC-DC适配器、内部电源模块）将交流电转换为直流电时存在损耗：开关电源的效率通常为80%-95%，线性电源更低（约50%-70%）。整流二极管、滤波电容的等效串联电阻（ESR）会消耗部分能量。
4. 辅助电路功耗
   • 发射机内的控制电路（如微控制器、显示屏）、散热风扇、保护电路（如过压/过流保护）等辅助功能模块需消耗额外功率，虽占比小（通常5%-15%），但会降低总效率。
5. 谐波与杂散损耗
   • 发射机产生的谐波（如二次、三次谐波）和杂散信号（非工作频率的杂波）需通过滤波器抑制。这些无用信号的能量被滤波器中的电阻、铁氧体芯等吸收，最终转化为热量。
6. 天线失配损耗
   • 若天线阻抗与发射机输出阻抗不匹配（如天线驻波比高），部分射频功率会反射回发射机，被输出匹配网络重新吸收并转化为热量。这部分损耗本质上是射频功率的二次耗散。

总结:业余无线电发射机的效率是射频输出功率与直流输入功率的比值，通常因功放非理想特性、匹配网络损耗、电源转换效率、辅助电路功耗及谐波/失配等因素，效率多在30%-70%之间（线性功放更低）。损耗的能量主要以热量形式耗散（如功放、匹配网络、电源的焦耳热），部分通过谐波/杂散被滤波器吸收为热量，最终均转化为环境热量。

业余无线电发射机的工作电流计算

一、核心概念与公式铺垫

发射机的工作本质是能量转换：电源提供的能量（功率）经过发射机内部电路（功放、匹配、控制等），最终转化为射频输出功率。关键关系是：发射机效率(n)=射频输出功率(P_RF)/电源提供给发射机的功率(P_supply),变形得电源需提供的功率：P_supply=P_RF/n,再根据电源类型（直流/交流），计算工作电流：

• 直流电源：功率=电压×电流 → I_DC=P_supply/V_DC=P_RF/nxV_DC
• 交流电源：忽略功率因数（题目简化，默认纯电阻负载或有功功率=视在功率），功率=电压有效值×电流有效值 → I_DC=P_supply/V_AC,rms=P_RF/nxV_AC,rms

二、具体问题计算

MC1-0848,若一部业余无线电台的工作电压为直流13.8伏，FM 方式的射频输出功率为 N 瓦，电源效率约为80%，则发射时的工作电流约为:0.091xN(安)

代入公式：I_DC=P_supply/V_DC=P_RF/nxV_DC=n/发射机效率(n)x13.8=n/0.8×13.8=n/11.04=0.0906xn

IMC1-0849若一部业余无线电台的工作电压为交流 220伏，FM 方式的射频输出功率为N瓦，电源效率约为80%，则发射时的工作电流约为:0.0057xN(安)

同样代入公式（交流电压取有效值）：I_DC=P_supply/V_AC,rms=P_RF/nxV_AC,rms=n/0.8×220=0.0057xn

三、为什么可以用不同电压（直流/交流）？

发射机的核心需求是稳定的直流功率，但电源输入可以是直流或交流，关键在于发射机内部的电源模块（如整流器、开关电源、稳压器）能将输入转化为所需直流：

1. 直流供电（如13.8V）
   • 来源：电池（便携式电台）、直流电源适配器（台式电台）。
   • 优势：无需变压整流，直接供给发射机；适合移动场景（如车载、户外）。
2. 交流供电（如220V）
   • 来源：家用市电。
   • 内部转换：交流电源需先通过电源模块处理：
     1. 变压：用变压器将220V降为低压（如13.8V或其他电压）；
     2. 整流滤波：将交流电转为脉动直流，再滤除纹波；
     3. 稳压：确保输出稳定直流，供发射机使用。
3. 本质：能量形式的适配
   • 无论是直流还是交流，最终都要转化为发射机电路所需的低压直流功率。不同电压只是输入形式的差异，电源模块解决了“适配”问题——就像手机既能插电源适配器（交流转直流），也能用充电宝（直流直供），核心是内部电路能处理不同输入。

无线电在无调制情况下，在一个射频周期内供给天线馈线的平均功率称为什么？

在无线电通信中，当没有调制时（即载波信号未被调制），在一个射频周期内供给天线馈线的平均功率称为载波功率（Carrier Power）。载波功率是指发射机在无调制状态下输出的连续波（CW）功率，它代表了载波信号本身的平均功率。在工程中，这通常被用作参考功率水平，用于计算调制后的功率变化。

MC1-0852

如果某话音发射机在不同调制方式下的峰值输出功率相同，则在无语音输入时实际射频输出功率的排序及原因

假设FM（频率调制）、AM（幅度调制）和SSB（单边带）的峰值输出功率相同（记为P_peak),P_{\text{peak}} ），那么在无语音输入（即无调制）时，实际射频输出功率的大小排序为：SSB < AM < FM。以下是详细解释：

• FM（频率调制）：FM是一种恒包络调制，输出功率始终保持恒定，无论是否有调制信号。因此，在无语音输入时，实际射频输出功率等于峰值输出功率，即 P_out = P_peak 。
• AM（幅度调制）：AM的输出功率随调制信号变化。在100%调制（调制指数 m = 1 ) 时，峰值输出功率 P_peak 是载波功率 Pc 的4倍，即 P_peak= P_cx(1 + m)^2 = 4Pc 。因此，载波功率 Pc = P_peak / 4 。在无语音输入时，AM输出只有载波，所以实际射频输出功率为P_out = Pc = P_peak / 4 。
• SSB（单边带）：SSB调制抑制了载波和其中一个边带，只传输一个边带。在无语音输入时，没有调制信号，发射机通常不输出任何有效信号（输出功率接近于零）。因此，实际射频输出功率 P_out =0。

基于以上分析，在无语音输入时，实际射频输出功率的排序为：

• SSB最小（接近零），输出功率 ≈ 0
• AM次之（为峰值功率的1/4），输出功率 = P_peak / 4
• FM最大（等于峰值功率）。输出功率 = P_peak

选择性和灵敏度

第一部分：接收机选择性指标

选择性描述了接收机从众多信号中选出有用信号并抑制无用干扰的能力。根据干扰信号与工作频率的相对位置，有不同的选择性指标。

1. 抗拒临近频率干扰的能力
   • 这主要用两个指标来描述：
     1. 信道带宽： 指接收机中频滤波器（通常是晶体滤波器或陶瓷滤波器）的-3dB（或-6dB）带宽。它决定了接收机允许通过的主信号频谱宽度。对于SSB话音信号，这个带宽通常在2.2kHz到2.7kHz之间。
     2. 矩形系数： 描述了滤波器从通带到阻带的陡峭程度。它定义为滤波器-60dB带宽与-3dB带宽的比值（例如 KR = B-60dB / B-3dB）。矩形系数越接近1，说明滤波器的边缘越陡峭，对紧邻信道（相邻频道）的干扰抑制能力就越强。
   • 小结： 为了抗拒临近干扰，我们需要一个带宽适当且矩形系数小的信道滤波器。
2. 接收SSB话音信号时的频响均匀程度
   • 这描述了信号在通带内是否被平等地放大或衰减。
   • 带内波动： 指在信道带宽（通带）内，增益的最大值与最小值之差。带内波动越小越好，表示通带内频率响应平坦，不会造成信号某些频率成分被突出或削弱，从而保证话音信号的真实性，避免失真。
   • 小结： 对于SSB话音，我们希望带内波动尽可能小，以保证话音保真度
3. 抗拒相距工作频率较远的强干扰信号能力
   • 这类干扰（也称为“阻塞干扰”）尚未进入窄带的中频滤波器，需要在接收机的前端（高频放大器和混频器）就被抑制。
   • 前端带宽： 指接收机输入电路和高频放大器等前端电路的频率响应范围。如果前端带宽过宽，许多远离工作频率的强信号也会进入混频器，可能导致混频器过载（饱和），产生“阻塞”效应，使有用信号无法被正常接收。一个选择性好的前端（较窄的前端带宽）可以有效抑制这些远端强干扰。
   • 小结： 为了抗拒远端强干扰，我们需要接收机具有选择性良好的前端电路（窄前端带宽）。
4. 抗拒相聚工作频率两倍于中频的强干扰信号的能力 —— 镜像抑制比
   • 为什么是镜像抑制比？这是由接收机的超外差工作原理决定的。
     • 工作原理： 接收机通过本振（LO）将射频信号下变频到固定的中频（IF）。公式是：|frf – flo| = fif。
     • 镜像频率的产生： 假设接收机工作频率是 frf，中频是 fif，那么本振频率 flo 可以是 frf + fif（高本振）或 frf – fif（低本振）。对于高本振 (flo = frf + fif)：有用信号 frf 下变频后得到 flo – frf = fif。镜像频率 fimage 出现在 flo + fif = (frf + fif) + fif = frf + 2fif。这个镜像信号同样可以与本振混频产生中频：fimage – flo = (frf + 2fif) – (frf + fif) = fif。

如果有一个强信号恰好落在镜像频率 frf + 2fif 上，它就会和有用信号一起进入中频通道，形成干扰。镜像抑制比 就是衡量接收机抑制这个特定频率（工作频率 ± 2倍中频）干扰信号的能力。它主要由接收机射频前端滤波器的性能决定。镜像抑制比越高，接收机抗镜像干扰的能力就越强。

第二部分：接收机灵敏度指标

灵敏度衡量接收机接收微弱信号的能力。

1. 接收机灵敏度的指标的数值大小具有什么意义？
   • 灵敏度的数值（在满足一定信噪比或信纳比条件下的最小信号强度）越小，说明接收机的灵敏度越高，性能越好。
   • 物理意义： 一个-120dBm的灵敏度优于-110dBm的灵敏度。这意味着前者能够从更微弱的背景噪声中检测并解调出信号，因而通信距离更远，或在信号微弱的条件下仍能保持通信。
2. 用功率电平表示接收机灵敏度
   • 意义： 这是最常用和最根本的表示方法。它直接反映了使接收机正常工作的输入信号功率。因为接收机本质上处理的是信号的功率。
   • 常用单位：
     • dBm： 相对于1毫瓦的分贝值。P(dBm) = 10 * log10(P/1mW)。这是最通用的单位。
     • dBW： 相对于1瓦的分贝值，P(dBW) = 10 * log10(P/1W)。在通信系统中较少用于表示灵敏度。
     • 例如： 一个灵敏度为0.15μV的接收机，在50欧姆输入阻抗下，换算成功率是 P = V²/R = (0.15e-6)² / 50 = 4.5e-16 W，换算成dBm是 10*log10(4.5e-16 / 0.001) ≈ -123.5 dBm。
3. 用电压电平表示接收机的灵敏度
   • 意义： 在实验室或使用高频电压表进行测量时，用电压表示更为直观。它表示在接收机输入端产生标准输出（如12dB信纳比）时所需的电动势（EMF）或场强。
   • 常用单位：
     • 微伏（μV, microvolt）：最常用。
     • 分贝微伏（dBμV）：相对于1微伏的分贝值。U(dBμV) = 20 * log10(U / 1μV)。
     • 它与dBm可以换算，关系为：P(dBm) = U(dBμV) – 10*log10(R) – 90，其中R为系统阻抗（通常为50Ω或75Ω）。
     • 对于50Ω系统，P(dBm) ≈ U(dBμV) – 107。
     • 对于75Ω系统，P(dBm) ≈ U(dBμV) – 109。

指标类别	具体指标	对抗的干扰/描述的特性	意义
选择性	信道带宽、矩形系数	临近频率干扰	带宽决定通带，矩形系数决定边缘陡峭度
	带内波动	带内频响均匀度	影响信号保真度，值越小越好
	前端带宽	相距较远的强干扰（阻塞）	窄带宽可提前衰减远端强信号
	镜像抑制比	相聚2倍中频的干扰	由超外差结构决定，衡量抗镜像干扰能力
灵敏度	数值大小	接收微弱信号的能力	数值越小，灵敏度越高，性能越好

MC1-0867

业余无线电接收机人多具备信号强度指示功能,在VHF/UHF频段,信号强度的最小刻度S1与输人信号功率电平-141dBm(50Q上的电压电平0.02μV)相一致;而在HF频段,S1 则与-121dBm 的输人信号(50Q上的0.2uV)相对应，这是因为:

[A]

• [A]HF 频段的遭景噪声较 VHF/UHF 频段为高，使得可感知最小信号电平相应高出约 20dB
• [B]由于技术原因，HF 接收机的灵敏度都比 VHF/UHF 频段的低大约 20dB
• [C]HF业余电台功率大一些，而 VHF/UHF的相对较小，这导致信号强度的刻度标准差异
• [D]HF 业余电台主要用于 DX 通信，而 VHF/UHF 的面向本地通信，刻度可以更随意一些

1. 题目复述与核心问题
   • 题目指出，在业余无线电中，信号强度表S1刻度对应的输入信号功率在VHF/UHF频段是-141dBm，而在HF频段是-121dBm。HF频段的标准比VHF/UHF高了20dB（即需要强100倍的信号功率才能达到相同的S1读数）。
   • 问：为什么会有这个差异？
2. 知识点分析
   • 这道题考察的核心知识点是：接收机的实际灵敏度（即可辨识的最小信号）受限于外部环境噪声和接收机内部噪声，而不仅仅是接收机自身的性能。
   • 理论灵敏度： 一个接收机在理想、绝对安静的环境下，能接收到多微弱的信号，这由其内部电路噪声决定。
   • 实际灵敏度： 在真实世界中，接收机接收到的总能量包括有用信号和无处不在的背景噪声。当背景噪声的强度远高于接收机内部噪声时，环境噪声就成了决定能否听到信号的主导因素。信号必须强到能“突出”于这个背景噪声之上，才能被识别。
3. 选项逐一分析
   • [A] HF频段的背景噪声较VHF/UHF频段为高，使得可感知最小信号电平相应高出约20dB
     • 正确。 这正是根本原因。HF频段（短波）受到来自银河系、大气（雷电）以及人造设备的噪声影响非常显著。这些背景噪声的强度本身就很高，像一个“噪声地板”。为了能让信号在这个嘈杂的“地板”上被感知到，信号本身必须足够强。因此，在定义S1（刚能被感知的信号）时，标准就定得更高。而VHF/UHF频段的环境噪声要低得多，所以S1的标准可以定得更低，更接近接收机自身的理论灵敏度极限。这20dB的差异，准确地反映了两个频段典型环境噪声水平的差异。
   • [B] 由于技术原因，HF接收机的灵敏度都比VHF/UHF频段的低大约20dB
     • 错误。 现代接收机技术已经非常先进，HF接收机本身可以达到很高的灵敏度。问题不在于接收机“做不到”，而在于即使做到了，在HF频段的高环境噪声下，你也无法识别出比噪声更微弱的信号。这个差异是由外部环境决定的刻度标准，而非接收机固有的技术能力。
   • [C] HF业余电台功率大一些，而VHF/UHF的相对较小，这导致信号强度的刻度标准差异
     • 错误。 信号强度表（S表）校准的是接收端的输入信号强度，与发射台的功率大小无关。无论发射功率多大，到达接收天线时信号微弱，S表的读数就是低的。刻度标准是为了统一测量基准，不会因为大家常用大功率发射就去修改接收机的定义。
   • [D] HF业余电台主要用于DX通信，而VHF/UHF的面向本地通信，刻度可以更随意一些
     • 错误。 这是一个对现象目的性的错误猜测。S表的刻度是国际通用的技术标准，不是为了适应通信模式而“随意”设定的。其根本原因还是物理上的——环境噪声水平的差异。

这道题考察的知识点：

• 接收机灵敏度的实际限制因素： 理解实际可用的灵敏度不仅取决于接收机本身的噪声系数，更受制于外部环境噪声水平。
• 电磁波段的噪声特性： 了解不同频段（如HF和VHF/UHF）的典型背景噪声来源和强度差异。
• S表刻度的物理意义： 理解S1代表的是“在典型条件下刚可被辨识的信号强度”，它是一个兼顾了理论与实际使用场景的工程定义。

业余无线电收发信机的接收机灵敏度指标比较

MC1-0868:甲乙两种型号的业余无线电收发信机在技术规格中给出的接收机灵敏度指标分别为0.1μV和0.15μV.关于该指标，正确的推论是:[T]A

• [A]无法比较二者接收微弱信号的能力，测量灵敏度时所用的输出信号质量标准未知
• [B]可以推断甲机接收微弱信号的能力比乙机的差，因为灵敏度指标的数值较小
• [C]可以推断甲机接收微弱信号的能力比乙机的高，因为可以接收的信号更微弱
• [D]可以推断甲机承受强信号的能力比乙机的低，因为其灵敏度数值比较小

灵敏度指标表示接收机能够检测到的最小信号强度，数值越小（如0.1μV），灵敏度越高，意味着接收机能够接收更微弱的信号

为什么选项A正确？

• 灵敏度测量的依赖性：接收机灵敏度指标（如0.1μV或0.15μV）通常是在特定输出信号质量标准下测得的，例如信纳比（SINAD）、信噪比（SNR）或失真度。这些标准定义了接收机输出信号的可接受质量水平。如果甲机和乙机测量灵敏度时使用的标准不同（例如，甲机使用SINAD 12dB，而乙机使用SINAD 6dB），那么直接比较数值（0.1μV vs. 0.15μV）就会误导，因为数值较小的接收机不一定更灵敏。
• 题目中缺乏测量标准：题目中只提供了灵敏度数值（0.1μV和0.15μV），但没有说明测量时所用的输出信号质量标准（如SINAD值）。因此，我们无法确定这两个数值是否在相同条件下测得，从而无法可靠比较它们接收微弱信号的能力。
• 业余无线电实践：在业余无线电技术规范中，灵敏度指标通常需要注明测量条件。如果没有这些信息，直接比较就像比较苹果和橘子——可能得出错误结论。选项A准确地指出了这一点：“无法比较二者接收微弱信号的能力，测量灵敏度时所用的输出信号质量标准未知”。

为什么其他选项不正确？

• [B] 可以推断甲机接收微弱信号的能力比乙机的差，因为灵敏度指标的数值较小错误。如果测量标准相同，灵敏度数值较小（如0.1μV）通常表示接收能力更强（而不是更差），但这里标准未知，所以不能推断。
• [C] 可以推断甲机接收微弱信号的能力比乙机的高，因为可以接收的信号更微弱错误。同样，如果测量标准未知，我们不能直接推断甲机更灵敏。例如，如果甲机的0.1μV是在较低信纳比下测得的，而乙机的0.15μV是在较高信纳比下测得的，乙机可能实际上更灵敏。
• [D] 可以推断甲机承受强信号的能力比乙机的低，因为其灵敏度数值比较小错误。灵敏度指标只涉及接收微弱信号的能力，与承受强信号的能力（如动态范围或阻塞特性）无关。后者由其他参数（如三阶拦截点IP3）描述，不能从灵敏度数值推断。

总结：

• 关键点：在比较接收机灵敏度时，必须确保测量标准一致。题目中未提供这些信息，因此选项A是最严谨和正确的。
• 学习建议：在业余无线电考试中，遇到灵敏度比较题时，首先检查是否提到了测量条件（如SINAD）。如果没有，通常应选择“无法比较”类选项。

无线电接收机灵敏度的表示方式

主要通过改变输入电压值（如1μV、0.5μV、2μV等）来测试

灵敏度的定义：接收机灵敏度是指在满足输出信号质量标准时，天线输入端口所需的最小输入电压或功率。通常用电压（μV）或功率（dBm、dBμV）表示。电压与功率的转换：在50欧姆阻抗系统中，电压和功率可以通过公式相互转换。这是题目考查的核心，涉及线性单位（μV）和对数单位（dBm、dBμV）之间的计算。

转换公式：

电压转功率（dBm）：给定电压 V（单位：μV），功率 P（单位：dBm）的计算公式为：P_dBm=20log₁₀(V_μV)- 107，这个公式源于功率计算 P = V²/R（其中 R = 50Omega），并转换为以1mW为参考的dBm单位，电压转电压电平（dBμV）：电压 V（单位：μV）转换为dBμV的计算公式为：V_dBμV= 20log₁₀(V_μV)，dBμV是以1μV为参考的电压单位。关系：从上述公式可得，P_dBm=20log₁₀(V_μV)- 107。这意味着只要知道电压 in dBμV，就能直接得到功率 in dBm。

题目设计模式：所有题目都基于相同的结构：

• 给定输入阻抗50欧姆和最小输入电压（如1μV或0.5μV）。
• 要求用不同单位表示灵敏度：电压（μV）、功率（dBm）或电压电平（dBμV）。
• 通过改变电压值，测试考生是否掌握转换公式。例如：
  • 当电压为1μV时，灵敏度在μV单位下是1μV，在dBμV单位下是0 dBμV，在dBm单位下是-107 dBm。
  • 当电压为0.5μV时，灵敏度在μV单位下是0.5μV，在dBμV单位下是-6 dBμV，在dBm单位下是-113 dBm。
  • 当电压为2μV时，灵敏度在μV单位下是2μV，在dBμV单位下是6 dBμV，在dBm单位下是-101 dBm。

题目举例分析

MC1-0869当输出信号满足规定质量标准时,在输入阻抗为50欧的某接收机天线输人端口处测得的输人信号最小电压为1μV.如果用电压电平uV表示该机的灵敏度，则为:[A]

• [A]2 μ V
• [B]1 μV
• [C]50 μ V
• [D]0.5 μ V

1. 理解灵敏度的定义：
   • 在无线电接收机中，灵敏度通常定义为在输出信号满足一定质量标准（如信噪比）时，天线输入端所需的最小输入信号电平。这个电平可以用电压（如μV）或功率（如dBm）表示。
   • 本题指定用“电压电平μV”表示灵敏度。需要注意的是，在工程实践中，灵敏度有时用源电动势（open-circuit voltage）表示，而不是端口电压（terminal voltage）。当输入阻抗匹配时，源电动势是端口电压的两倍。
2. 分析给定条件：
   • 测得的最小输入电压为1μV，这是在输入端口处测量的电压，即端口电压。
   • 如果灵敏度用源电动势表示，则源电动势 = 2 × 端口电压 = 2 × 1μV = 2μV。
   • 因此，用电压电平μV表示的灵敏度应为2μV。
3. 匹配选项：
   • 选项 [A] 2μV 对应源电动势表示的灵敏度。
   • 选项 [B] 1μV 是测得的端口电压，但不符合灵敏度作为源电动势的定义。
   • 选项 [C] 50μV 和 [D] 0.5μV 与计算不符。

为什么不是1μV？因为题目中“测得的输入信号最小电压”是端口电压，而“电压电平”表示灵敏度时通常指源电动势。在阻抗匹配条件下，源电动势是端口电压的两倍。

MC1-0870当输出信号满足规定质量标准时,在输人阻抗为50欧的某接收机天线输人端口处测得的输人信号最小电压为1μV、如果用功率电平dBm表示该机的灵敏度，则为:[T]A

• [A]-107dBm
• [B]-103dBm
• [C]-73dBm
• [D]-113dBm

1. 给定参数：
   • 输入电压 V = 1 μV= 1 x10^-6 V
   • 输入阻抗 R = 50 Omega
2. 计算功率（单位：瓦特 W）：
   • 功率公式： P =V^2/R
   • 代入值： P = (1×10^-6)²/50=1×10^-12/50=2×10^-14w
3. 将功率转换为毫瓦（mW）：
   • 因为 1 mW= 10^-3W}，所以：PmW = P/10^-3= 2 x10^-14/10^-3 = 2 x 10^-11mW
4. 计算功率电平 dBm：
   • dBm 的定义： P_dBm= 10 xlog₁₀(P_mW)
   • 代入值： P_dBm= 10 xlog₁₀(P_mW)=10xlog₁₀(2×10^-11)=-106.99dBm
5. 因此，接收机的灵敏度为 -107 dBm，与选项 A 一致。
6. 为什么其他选项不正确？
   • [B] -103dBm：计算结果偏高，可能源于阻抗或电压计算错误。
   • [C] -73dBm：远高于正确值，可能误用了电压单位（如将 μV 当作 mV）。
   • [D] -113dBm：计算结果偏低，可能忽略了阻抗或计算中的系数。

MC1-0871当输出信号满足规定质量标准时,在输人阻抗为50欧的某接收机天线输入端口处测得的输人信号最小电压为1μV。如果用电压电平 dBuV表示该机的灵敏度，则为:[A]

• [A]6dB μ V
• [B]-2dB μ V
• [C]3dB μ V
• [D0dB μ V

在于接收机灵敏度的定义和测量中，电压的参考点可能不同：题目中“在天线输入端口处测得的输入信号最小电压为1μV”通常指的是端电压（terminal voltage），但灵敏度计算中使用的电压可能是信号源的电动势（EMF，即开路电压），而不是端电压。以下是详细分析：

1. 端电压与电动势的关系
   • 在射频工程中，当接收机天线输入阻抗与信号源阻抗匹配时（如均为50欧），信号源连接到接收机后，接收机输入端口的实际电压（端电压）是信号源电动势（EMF）的一半。
   • 具体公式：如果信号源电动势为 V_emf，则端电压 V_terminal = V_emf/2 （在阻抗匹配条件下）。
   • 题目中测得的最小电压为1μV是端电压，因此信号源的电动势应为：V_emf = 2 x V_terminal = 2 x1 μV = 2 μV
2. 灵敏度在dBμV中的计算
   • 电压电平（dBμV）的定义为：L_dBμV = 20log₁₀(V/ 1μV )其中 V 是以微伏为单位的电压值。
   • 在接收机灵敏度标准中，有时使用信号源的电动势作为 V 来计算dBμV，而不是端电压。这是因为电动势更直接地表示信号源的强度，避免了阻抗匹配的影响。
   • 因此，如果使用电动势 V_emf= 2 μV 计算：L_dBμV = 20log₁₀(V/ 1μV )=20×3.01dBμV,这正好对应选项A
3. 为什么公式中的V可能是电源电压（电动势）
   • 在接收机测试中，信号发生器通常设置其输出为电动势（开路电压），当连接到匹配负载时，端电压会减半。但灵敏度报告可能基于电动势，以确保一致性 across different systems。
   • 题目中虽然提到“测得的输入信号最小电压为1μV”，但这可能是在描述测试条件，而灵敏度的dBμV值实际是基于电动势计算的。因此，带入公式的 V 是电源电压（即电动势），而不是天线端口的端电压。
   • 这种处理在一些考题或标准中常见，以避免混淆。选项A（6dBμV）是正确答案，表明出题者意图使用电动势作为参考。
4. 选项分析
   • 如果直接使用端电压1μV计算，则 20 log₁₀(1) = 0 dBμV，对应选项D，但这不是正确答案。
   • 其他选项：
     • B: -2 dBμV ≈ 0.79 μV（不符合）
     • C: 3 dBμV ≈ 1.41 μV（不符合）
     • D: 0 dBμV = 1 μV（仅符合端电压，但不符合灵敏度定义）
   • 因此，只有A选项匹配电动势为2μV的情况。
5. 结论
   • 实际原电压（即信号源电动势）为2μV，而公式中的 V 是那个电源电压（电动势），而不是天线输入端口的端电压。这解释了为什么灵敏度为6dBμV，尽管测得端电压为1μV。
   • 在实际工程中，注意灵敏度定义的具体上下文，以避免误解

关于接收机灵敏度（以微伏为单位）与功率电平（以dBm为单位）的转换

接收机的天线输入阻抗为50Ω。在计算功率电平时，需要假设灵敏度指标是指电动势（EMF），而不是负载两端的电压。对于匹配负载，输入功率的计算公式为：P=(V_emf)²/4R,其中：R 是输入阻抗（50Ω）,V_emf 是灵敏度电动势（单位：伏特），功率电平以 dBm 表示，计算公式为：dBm=10log₁₀(P/1mW),将 P 代入公式，并简化后，得到:dBm=20log₁₀(V_μV)-113

MC1-0875[Q]已知某接收机的天线输人阻抗为500，灵敏度指标为2μV，则功率电平相应为:[T]A

• [A]-107dBm
• [B]0.02dBm
• [C]-103dBm
• [D]-113dBm

第一题：灵敏度为 2μV

• V_μV = 2
• 计算： 20log₁₀(2)= 20×0.3010 = 6.02
• dBm = 6.02 – 113 = -106.98=-107dBm
• 因此，功率电平为 -107dBm，对应选项 A。

MC1-0876
[Q]已知某接收机的天线输人阻抗为500，灵敏度指标为1uV，则功率电平相应为:[T]A

• [A]-113dBm
• [B]-107dBm
• [C]0.01dBm
• [D]-103dBm

第二题：灵敏度为 1μV

• V_μV = 1
• 计算： 20log₁₀(1)= 0
• dBm = 0 – 113 = -113=-113dBm
• 因此，功率电平为 -113dBm ，对应选项 A。

因此，两道题的正确答案都是选项 A。在计算中，关键点是灵敏度被视为电动势，而不是负载电压，这符合无线电工程中的常见标准。

补充:在阻抗匹配条件下，源电动势是端口电压的两倍

总的来说，这句话是“有条件正确的”。在绝大多数情况下，当人们说这句话时，它描述的是一个为了实现最大功率传输而进行阻抗匹配的理想状态。下面进行详细解释：

核心原理:信号源模型：

• 任何一个信号源（比如这台机器的输出端口），都可以被等效为一个理想的电压源（其电压即为电源电动势 E）和一个内阻 Rs 串联。
• 负载：测量时，我们会在输出端口接上一个负载（通常是测量仪器的输入阻抗），记为 RL。

整个回路就构成了一个简单的串联电路。

端口电压何时是电动势的1/2？

根据欧姆定律，负载 RL 两端的电压（也就是所说的“端口电压” Uo）为：Uo = E * [ RL / (Rs + RL) ],从这个公式可以看出，只有当 Rs = RL 时，即信号源内阻等于负载电阻时，端口电压：Uo = E * [ RL / (RL + RL) ] = E * (1/2) = E / 2,

结论一：在阻抗匹配（Rs = RL）的条件下，端口电压恰好等于电源电动势的一半。 这是实现最大功率传输的必要条件。

与“灵敏度”测量的关系

在测量接收机、频谱仪、网络分析仪等设备的灵敏度时，我们通常需要一个已知幅度非常小的信号来模拟微弱的接收信号。这个微小信号通常由一个标准信号发生器提供

• 信号发生器的输出阻抗通常是标准的 50欧姆（射频）或 75欧姆（视频）。
• 被测设备的输入阻抗也通常被设计为与之匹配的 50欧姆 或 75欧姆。

这样设计的目的就是为了实现阻抗匹配，确保信号功率能最有效、无反射地传输到被测设备。因此，在刚才所说的“测量输出信号的该机灵敏度”的场景中，系统很可能就工作在 Rs = RL 的阻抗匹配状态下。此时，信号发生器设置的源电动势（Source EMF） 为 E，但实际加到被测设备输入端口上的电压确实是 E/2。

结论二：在刚才的测量场景下，因为通常默认是阻抗匹配的，所以“端口电压是电源电动势的1/2”这个说法是正确的，并且是一个非常重要的基本概念。

如果条件不满足呢？

• 如果负载阻抗远大于源阻抗（RL >> Rs），例如用高阻抗的电压表测量电池电压，此时端口电压 Uo ≈ E，几乎等于电动势。
• 如果负载阻抗远小于源阻抗（RL << Rs），此时端口电压 Uo ≈ 0。

总结

• 错：如果不考虑前提条件，绝对地说“端口电压总是电源电动势的一半”，那是错误的。
• 对：在阻抗匹配（Rs = RL） 这一特定且常见的条件下，这个说法是完全正确的。而这正是你进行射频、微波等灵敏度测量时最典型的工作状态。

dB到底是什么？

一、dB（分贝）的本质：一个“比例”尺

首先，最核心的一点：dB本身不是一个绝对的数值，而是一个表示“比例”或“倍数关系”的单位。它来自于贝尔（Bel），为了纪念电话的发明者亚历山大·格雷厄姆·贝尔。1贝尔表示功率增大10倍。但贝尔这个单位太大，所以常用它的十分之一，即“分贝尔”（deci-Bel），简称分贝（dB）。所以：1贝尔 = 10分贝（dB）

核心定义：对于功率，分贝的计算公式是：dB=10xlog₁₀(P₂/P₁),这里的P₁和 P₂是两个需要比较的功率值。

它解决了什么问题？我们的感官（听觉、视觉）和对信号强弱的感知，并不是线性的，而是对数的。也就是说，功率从1瓦增加到2瓦，我们感觉到的“响度”变化很大；但从100瓦增加到101瓦，我们几乎感觉不到变化。分贝用对数计算，正好符合我们的感知特性

举个例子：

• 功率增大为 2倍： 10xlog₁₀(2)=10×0.3=3dB （我们常说“功率增加了3个dB”）
• 功率增大为 10倍：10xlog₁₀(10)=10×1=10dB
• 功率减小为 一半： 10xlog₁₀(1/2)=10x-0.3=-3dB

二、从“比例”（dB）到“绝对值”（dBm, dBW）

光有比例还不够，在工程上我们需要一个绝对的基准。于是，人们定义了一些绝对功率单位，最常见的就是 dBm。dBm的定义：P₁= 1mW （1毫瓦）,dBm = 10 xlog10(P/1mW),所以，dBm表示的是功率相对于1毫瓦的比值。类似地，还有以1瓦为基准的dBW

dBµV 和dBm 是完全同样的道理，它们都属于“分贝家族”，核心思想一模一样，只是选择的“参考基准”不同。

我们可以把分贝值理解为“一个数值相对于某个标准参考值的大小关系”。选择不同的“参考值”，就产生了不同的分贝单位。

三、分贝单位对比一览

单位	全称与中文名	参考基准	计算公式	应用场景与说明
dBm	dB relative to 1 milliwatt 分贝毫瓦	1 毫瓦 (mW)	10*log10(P / 1mW)	测量功率。在射频微波、通信领域是黄金标准。0 dBm = 1毫瓦
dBµV	dB relative to 1 microvolt 分贝微伏	1 微伏 (µV)	20*log10(V / 1µV)	测量电压。在电视、广播、场强测量中极为常用。0 dBµV = 1微伏
dBV	dB relative to 1 Volt 分贝伏 1 伏特 (V)	1 伏特 (V)	20*log10(V / 1V)	测量电压。在专业音频、消费电子领域常见。0 dBV = 1伏特。

核心原理详解:

1. 统一的逻辑所有这些单位（dBm, dBµV, dBV）的本质，都是把一个需要表达的绝对值（功率或电压）与一个固定的、公认的参考值进行比较，然后用对数的形式（分贝）表达出这个比值。
   • dBm：回答的是“这个功率是1毫瓦的多少倍？（用分贝表示）”
   • dBµV：回答的是“这个电压是1微伏的多少倍？（用分贝表示）”
2. 10log vs. 20log 的关键区别
   • 功率 使用”10*log₁₀(比值)“。因为功率本身就是一个与能量直接相关的量。
   • 电压 使用”20*log₁₀(比值)“。这是因为功率,“P ∝ V²”（在电阻一定时）。当我们用电压比值计算分贝时，实际上是在计算功率比值：”10log₁₀(P2/P1) = 10log₁₀( (V2²/R) / (V1²/R) ) = 10log₁₀( (V2/V1)² ) = 20log₁₀(V2/V1)“

总结:

• dB（分贝）：是一个表示比例的对数单位，用于描述增益或衰减。
• dBm：是一个表示绝对功率的单位，参考基准是1毫瓦。
• 在刚才的题目中：“灵敏度”是一个电压，但“功率电平”是一个功率。通过电路模型（阻抗匹配），我们将电压转换成了天线输入端口接收到的功率，然后用dBm这个单位来表达这个非常微小的功率，因为它比用“瓦”来表示（例如 1×10^-13 瓦）要直观和方便得多。
• dBµV 和 dBm 确实是同样的道理，它们都是用分贝来表示一个绝对值。
• 它们之间的区别仅在于参考基准不同：一个参考”1µV”（电压），一个参考”1mW”（功率）。
• 在”50Ω” 的标准射频系统中，它们可以通过一个固定的数值（”-113″）进行非常便捷的换算。